摘要：首先介紹單片開關(guān)電源持續(xù)模式和不持續(xù)模式的設(shè)定方法，然后以TOpSwitch的基本反饋電路為例，對(duì)這兩種工作模式的反饋理論作深入分析。關(guān)鍵詞：單片開關(guān)電源；持續(xù)模式；不持續(xù)模式；設(shè)定

單片開關(guān)電源有兩種基本工作模式，一種是持續(xù)傳輸模式（簡稱持續(xù)模式）；另一種為不持續(xù)傳輸模式（簡稱不持續(xù)模式）。下面首先介紹兩種工作模式的設(shè)定方法及功耗比較，然后闡述兩種工作模式的反饋理論。

1單片開關(guān)電源兩種工作模式的設(shè)定1.1持續(xù)模式及不持續(xù)模式的特點(diǎn)持續(xù)模式的特點(diǎn)是高頻變壓器在每個(gè)開關(guān)周期都是從非零的能量儲(chǔ)存狀態(tài)開始的。不持續(xù)模式的特點(diǎn)是儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉。由圖1所示開關(guān)電流波形上可以看出二者的差別。持續(xù)模式的開關(guān)電流先從一定幅度開始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零。此時(shí)，初級(jí)脈動(dòng)電流（IR）與峰值電流（Ip）的比例系數(shù)KRp<1.0，即

不持續(xù)模式的開關(guān)電流則是從零開始上升到峰值，再迅速降到零。此時(shí)KRp=1.0，即Ip=Ip（2）1.2工作模式的設(shè)定利用IR與Ip的比例關(guān)系，亦即KRp的數(shù)值，可以定量地描述單片開關(guān)電源的工作模式。KRp的取值范圍是0～1.0。若取IR=Ip，即KRp=1.0，就將開關(guān)電源設(shè)定在不持續(xù)模式。當(dāng)IR

2）持續(xù)模式的設(shè)計(jì)實(shí)例已知工作參數(shù)：KRp=0.4，UImin=90V，Dmax=0.4，pO=30W，η=80％。與上例的差別僅是KRp變成0.4，Dmax降至0.4，這就表示工作在更為持續(xù)的模式。同理可計(jì)算出Ip′=0.87A，IRMS′=0.54A。不難求出，持續(xù)模式的峰值電流僅為不持續(xù)模式峰值電流的63％，而有效值電流是不持續(xù)模式的87％。由此可見，關(guān)于給定的TOpSwitch芯片，兩種工作模式下的功耗之比為這表明在同樣條件下，采用持續(xù)模式可比不持續(xù)模式減小24.3％的功耗。換言之，關(guān)于同樣的輸出功率，采用持續(xù)模式可使用功率較小的TOpSwitch芯片，或者允許TOpSwitch工作在較低的損耗下。此外，設(shè)計(jì)成持續(xù)模式時(shí)，初級(jí)電路中的交流成分要比不持續(xù)模式低，并能減小趨膚效應(yīng)以及高頻變壓器的損耗。2單片開關(guān)電源的反饋理論分析下面以TOpSwitch的基本反饋電路為例，對(duì)不持續(xù)模式和持續(xù)模式的反饋理論作深入分析。要說明，這里講的反饋理論僅討論初級(jí)繞組與輸出電路之間的相互用途。這與由反饋繞組及其外圍電路構(gòu)成的控制電路是兩個(gè)概念，后者專用來調(diào)節(jié)占空比的，因此下述討論不涉及反饋繞組。2.1基本反饋過程TOpSwitch系列單片開關(guān)電源可視為單片組合器件，它將高壓功率開關(guān)管(MOSFET)以及所需全部模擬與數(shù)字電路組合在一起，完成輸出隔離、脈寬調(diào)制及多種保護(hù)功能。TOpSwitch的基本反饋電路如圖2所示。對(duì)該電路稍加改動(dòng)，即可實(shí)現(xiàn)單路或多路輸出、升壓或降壓輸出、正壓或負(fù)壓輸出。在TOpSwitch的基本反饋電路中，高頻變壓器具有能量儲(chǔ)存、隔離輸出和電壓變換這三大功能。圖中的Np、NS、NF分別代表初級(jí)繞組、次級(jí)繞組、反饋繞組以及各自的匝數(shù)。瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）和超快恢復(fù)二極管（SRD）構(gòu)成了鉗位保護(hù)電路，能吸收初級(jí)漏感所出現(xiàn)的尖峰電壓。VD為輸出整流管，C2是輸出濾波電容，RL為負(fù)載電阻。UO為輸出電壓。圖2中省略了交流輸入及整流濾波電路。交流電經(jīng)過整流橋和濾波電容，出現(xiàn)直流輸入高壓UI，當(dāng)TOpSwitch導(dǎo)通時(shí)VD處于截止?fàn)顟B(tài)，而初級(jí)電流沿斜線上升。有公式

式中，IpRI為初級(jí)（pRIMARY）電流，它包含著峰值電流Ip和脈動(dòng)電流IR。II是初級(jí)電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源導(dǎo)通電壓，tON為導(dǎo)通時(shí)間。由于VD截止，初級(jí)與輸出負(fù)載隔離，因此原來儲(chǔ)存在C2上的電能就給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。此時(shí)電能以磁場能量的形式儲(chǔ)存在高頻變壓器內(nèi)。在TOpSwitch關(guān)斷期間，高頻變壓器中的磁通量開始減小，并且次級(jí)繞組的感應(yīng)電壓極性發(fā)生變化，使得VD因正向偏置而導(dǎo)通。儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量就傳輸?shù)捷敵鲭娐罚环矫娼oRL供電，另一方面還給C2重新充電。次級(jí)電流就從初始值按下式衰減：式中，IS為次級(jí)(SECONDARY)電流，IpNp／NS為次級(jí)電流的初始值。Ip為初級(jí)電流在TOpSwitch導(dǎo)通結(jié)束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向?qū)▔航怠OFF是TOpSwitch的關(guān)斷時(shí)間。在TOpSwitch關(guān)斷期間，如次級(jí)電流IS衰減到零，輸出電流就由C2來供應(yīng)。TOpSwitch有兩種工作方式，這取決于關(guān)斷期間最后的IS值。若在關(guān)斷期間IS衰減到零，就工作在不持續(xù)方式。若IS的衰減結(jié)果仍大于零，則工作在持續(xù)模式。2.2實(shí)際情況下兩種工作模式的反饋原理在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實(shí)際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。1）實(shí)際不持續(xù)模式的反饋原理實(shí)際不持續(xù)模式的工作波形及簡化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見，在不持續(xù)模式下每個(gè)開關(guān)周期被劃分成3個(gè)階段。另外，在實(shí)際電路中還存在著3個(gè)寄生元件：初級(jí)繞組的漏感Lp0，次級(jí)繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOpSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級(jí)繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面專門討論這些寄生元件對(duì)電路的影響。

在階級(jí)1，隨著TOpSwitch導(dǎo)通，CD就放電。上一周期結(jié)束時(shí)儲(chǔ)存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因?yàn)镋D與UCD2成正比，所以當(dāng)CD的容量較大時(shí)，電源效率會(huì)明顯降低，這在UI很高時(shí)更是如此。要說明，在階段1因高頻變壓器正在儲(chǔ)存能量且次級(jí)繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。在階段2，TOpSwitch關(guān)斷。上一階段中高頻變壓器儲(chǔ)存的能量傳輸給次級(jí)繞組。此時(shí)漏感Lp0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，Lp0是要阻礙初級(jí)電流IpRI的減少，而LS0試圖阻礙次級(jí)電流IS的增大。于是在IpRI減小和IS增大的過程中，就形成一個(gè)“交叉區(qū)”。最終結(jié)果是IpRI沿斜線降為零，其斜率由漏感Lp0和初級(jí)電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISp，斜率由漏感LS0和次級(jí)電壓所決定。關(guān)鍵問題是在交叉區(qū)內(nèi)初級(jí)電流必須保持持續(xù)。當(dāng)被衰減的初級(jí)電流流過CD時(shí)，就將CD充電到Up。這個(gè)由漏感Lp0出現(xiàn)的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱作漏－源峰值脈沖。有關(guān)系式UDS=UI＋UOR＋Up（8）在實(shí)際電路中利用鉗位保護(hù)電路，可將UDS鉗制在TOpSwitch的漏－源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，防止因Up使UDS升高而損壞芯片。在階段3，感應(yīng)電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲(chǔ)的能量全部釋放掉，使漏－源電壓從階段2結(jié)束時(shí)的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于該電壓變化又通過激勵(lì)由雜散電容和初級(jí)電感構(gòu)成的諧振電路，出現(xiàn)衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOpSwitch再次導(dǎo)通時(shí)才停振，因此在階段3的UDS波形出現(xiàn)了波谷與波峰。顯然，這個(gè)衰減振蕩波形對(duì)CD上的電壓和能量，起到了“調(diào)制”用途，并在下一個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，決定轉(zhuǎn)換的功率損耗。2）實(shí)際持續(xù)模式的反饋原理實(shí)際持續(xù)模式的反饋電路中也存在著與不持續(xù)模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實(shí)際特性。理想的整流管應(yīng)當(dāng)沒有正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時(shí)間。結(jié)型整流管的反向恢復(fù)時(shí)間是由少數(shù)載流子通過二極管結(jié)點(diǎn)而出現(xiàn)的，肖特基二極管則是由結(jié)電容引起的。關(guān)于單片開關(guān)電源，推薦使用反向恢復(fù)時(shí)間極短的肖特基二極管，或者超快恢復(fù)二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因?yàn)楹笳卟粌H使得高頻損耗增大、效率降低，還會(huì)造成整流管的熱擊穿。實(shí)際持續(xù)模式的工作波形如圖4所示。在階段1，TOpSwitch開始導(dǎo)通時(shí)次級(jí)仍有電流通過，這說明在導(dǎo)通瞬間，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其結(jié)果是TOpSwitch導(dǎo)通功耗比不持續(xù)模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲(chǔ)額外能量的緣故。此外，在次級(jí)繞組輸出關(guān)斷之前，還必須對(duì)次級(jí)漏感LS0充電，致使在IS增大、IpRI減小過程中又出現(xiàn)了電流交叉現(xiàn)象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級(jí)電流IS變?yōu)榱悖鳬S的這一變化又感應(yīng)到初級(jí)繞組，導(dǎo)致初級(jí)電流波形的前沿出現(xiàn)了一個(gè)反向恢復(fù)電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級(jí)電流瞬間突然增大，很容易造成內(nèi)部過流保護(hù)電路誤動(dòng)作。為此，TOpSwitch內(nèi)部專門設(shè)計(jì)了前沿閉鎖電路。其用途就是在TOpSwitch剛導(dǎo)通時(shí)將過流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的時(shí)間，以便能躲過尖峰電流，防止造成誤觸發(fā)。

在TOpSwitch的關(guān)斷期間，也不存在階段3，只有階段2。在關(guān)斷的瞬間受漏感Lp0和LS0的影響，初級(jí)電流和次級(jí)電流也會(huì)形成一個(gè)交叉區(qū)，這使得UDS上升到（UI＋UOR）。但與不持續(xù)模式所不同的是，感應(yīng)電壓UOR將一直存在到TOpSwitch再次導(dǎo)通為止，所以不存在UOR降到零后的時(shí)間間隔（即階段3）。

參考文獻(xiàn)

[1]powerIntegrations公司產(chǎn)品手冊(cè)，1997～2001.[2]沙占友等．單片開關(guān)電源技術(shù)講座[J]．電源技術(shù)應(yīng)用，2000,(8～12).[3]沙占友等編著.新型單片開關(guān)電源的設(shè)計(jì)與應(yīng)用[M].電子工業(yè)出版社，2001.