0引言

現在世界資源短缺，各國政府及社會各界越來越要求節能降耗。我國政府也正秉持這一國際化趨勢的理念在不斷邁進，這一趨勢在未來幾年還會加速，這勢必為響應這一國際趨勢的科技型公司帶來巨大的機遇。同時對技術薄弱的電源公司就是一個巨大的考驗。在電源行業來講，這幾年大家一直致力于80pLUS的產品研發，時至今日，這項技術在大的公司已經得到普及。接下來的方向就是如何來達到85pLUS的要求。這關于一般的適配器或高電壓直流輸出的電源來講沒有什么問題，大家很容易就可以實現。但是關于一般的pC電源或服務器電源這種帶多輸出中低直流電壓的電源來講，要達到85pLUS就不這么容易了。電源目前常見的幾種可以實現高效率的電路拓撲來講，單晶體管有源鉗位技術現在有很多廠商推廣，但是目前使用情況還是不太普及，全橋零電壓開關的技術也有人使用，也同樣沒有得到廣泛普及?，F今在大的電源使用上大家最常用的就是雙晶體管正激，目前很多廠商從300W～1200W的范圍都有使用，同時可以滿足80pLUS的要求，但是目前要作到85pLUS就很難，不進行一些技術變更幾乎不可能?；谀壳暗那闆r，本文介紹一種利用有源鉗位技術在雙晶體管正激上實現軟開關的設計方法，并給出實際的設計案例及實驗結果。

1體管正激有源鉗位軟開關的工作原理

雙晶體管正激有源鉗位軟開關主電路如圖1所示。

參閱圖2至圖7，詳細講述雙晶正激有源鉗位開關電源的工作過程如下：

1)功率傳輸階段(t0～t1)，如圖2所示，該階段第一主開關管VT1和第二主開關管VT2同時導通，而鉗位開關管VTR1處于關斷狀態。加在變壓器上的輸入電壓使勵磁電流線性上升，初級向次級經變壓器傳輸能量。次級VD1導通，VD2截止，L1上的電流線性上升，整流濾波后供給負載RL。在此條件下VD1和VD2剛好ZVS下導通，因其體二極管先前已經在導通狀態(如圖6所示)

2)諧振階段(t1～t2)，如圖3所示，在占空比的控制下，第一主開關管VT1和第二主開關管VT2在t1時刻同時關斷，變壓器磁芯極性反轉。因輸入電源和變壓器的勵磁電感的用途給VT1和VT2的寄生電容COSS1，COSS2充電，由于電容電壓不能突變，第一主開關管VT1和第二主開關管VT2在ZVS狀態下關斷。同時變壓器的勵磁電流開始給鉗位開關管VTR1的寄生電容COSS放電，經VTR1的體二極管給鉗位電容CR1充電。次級VD1截止，VD2導通，L1經過VD2續流繼續給負載RL供電。

3)有源鉗位階段(t2～t3)，如圖4和圖5所示，在亡2時刻鉗位開關管VTR在ZVS狀態下開啟，由于VTR1的體二極管先前已開通，VTRl的UDS電壓很低。鉗位開關管VTR1在整個階段處于開通狀態，變壓器勵磁電流經過鉗位開關管VTR1繼續給鉗位電容CR1充電，鉗位電容CR1充滿以后經變壓器勵磁電感放電。次級在整個階段由L1續流經VD2給負載供電，VD1截止。

4)諧振階段(t2～t4)，如圖6所示，t3時刻鉗位開關管VTR1在ZVS狀態下關斷(VTR1的寄生電容使電壓不能突變)，由于變壓器初級電流仍然反向流動，磁芯極性反轉，使第一主開關管VT1和第二主開關管VT2的寄生電容COSS放電，在t3后VD1導通，VD2截止；然后其主開關管的體二極管導通把能量全部送回輸入電源與負載，變壓器磁芯完成磁復位。此時主開關管VT1和VT2的UDS電壓為零，t4時刻同時開啟第一主開關管VT1和第二主開關管VT2做到ZVS導通。在t4完成后，開關周期又返回到t0～t1的狀態。

其中t1～t2和t3～t4的諧振時間是實現零電壓開關的關健，可以調節使零電壓開關做到最佳。

本文介紹的雙晶體管正激有源鉗位開關電源同時擁有單晶正激有源鉗位和雙晶正激兩者的優點，適合于高壓中大功率應用，并且磁芯得到有效的復位，磁芯利用率得到提高，占空比可以超過0．5，甚至可以達到0．7。假如輸入電壓為380V，占空比在0．7時，主開關管反壓也才634V左右，在高電壓應用中有較大的好處，做到了零電壓開關，效率比雙晶正激有較大的提高，同時也減少了EMI的干擾。而次級波形無死區時間，適合采用自驅動同步整流，對低電壓大功率輸出有很大的好處，頻率也可以相應的提高，可節省磁芯材料，減小體積，初次級開關管的電壓應力也相應減小。

雙晶正激有源鉗位軟開關電源還有另一種結構，如圖8所示。其結構與圖1所示的雙晶正激有源鉗位軟開關電源基本相似，只鉗位開關管VTR3以及鉗位電容CR3設置在副邊，鉗位電容CR3一端與變壓器的同名端相連，另一端與鉗位開關管VTR3的D極相連，鉗位開關管VTR3的S極與變壓器的異名端相連，請參閱圖8。其工作原理同在初級鉗位相差不多，這里不再講述。

2實際波形結果

我們實際用一般雙晶體管正激的產品經過改進，將其調整為上述的有源鉗位方式，其實際的雙晶體管工作波形如圖9～圖12所示。

從以上實際的波形來看，兩個晶體管的UDS電壓比原來的硬開關低了不少，有利于設計中選擇MOSFET開關管，同時選擇相同規格的材料其電壓余量提高不少，新增了產品可靠度。另外從圖中我們很明顯的可以看出在MOSFET的導通與關斷基本是零電壓導通與關斷，降低了開關損耗。同時對電磁兼容也有很大的好處。

圖13為次級變壓器+12V輸出繞組波形。

從這個波形圖我們可以看到正向電壓39V，負向電壓26V，占空比為0．42。所以次級整流部分的組件耐壓可以比原本的規格降下來很多，這對效率提升有很大的好處。

3結束語

本文介紹的線路目前已經在實際運用中得到驗證，它充分體現了文中講述的幾個優點，關于材料選用余量，產品效率提升起到了很大的好處。運用這個線路做的大功率服務器電源1000W實例目前不僅滿足了80pLUS銀牌的標準，再在二次輸出整流及材料選擇上稍加改善，完全可以達到金牌的標準。所以此線路可讓廣大電源設計者在線路選擇上多一個有益的方法。