DC/DC轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發射源。本文章系列的第2部分回顧了DC/DC轉換器的差模（DM）和共模（CM）傳導噪聲干擾。

DC/DC轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發射源。本文章系列的第2部分回顧了DC/DC轉換器的差模（DM）和共模（CM）傳導噪聲干擾。在電磁干擾（EMI）測試期間，如果將總噪聲測量結果細分為DM和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化EMI濾波器的設計流程。高頻下的傳導發射主要由CM噪聲產生，該噪聲的傳導回路面積較大，進一步推動輻射發射的產生。

在第3部分中，我將全面介紹降壓穩壓器電路中影響EMI性能和開關損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關電路寄生效應的影響程度，可以采取適當的措施將影響降至最低并減少總體EMI信號。一般來說，采用一種經過優化的緊湊型功率級布局可以降低EMI，從而符合相關法規，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。

檢驗具有高轉換率電流的關鍵回路

根據電源原理圖進行電路板布局時，其中一個重要環節是準確找到高轉換率電流（高di/dt）回路，同時密切關注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產生過大的噪聲和振鈴，導致過沖和地彈反射。圖1中的功率級原理圖顯示了一個驅動高側和低側MOSFET（分別為Q1和Q2）的同步降壓控制器。

以Q1的導通轉換為例。在輸入電容CIN供電的情況下，Q1的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從Q2的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖1中標記為1）是降壓穩壓器的高頻換向功率回路或熱回路。功率回路承載著幅值和di/dt相對較高的高頻電流，特別是在MOSFET開關期間。

圖1：具有高轉換率電流的重要高頻開關回路

圖1中的回路2和3均歸類為功率MOSFET的柵極回路。具體來說，回路2表示高側MOSFET的柵極驅動器電路（由自舉電容CBOOT供電）。回路3表示低側MOSFET柵極驅動器電路（由VCC供電）。這兩條回路中均使用實線繪特種通柵極電流路徑，以虛線繪制關斷柵極電流路徑。

寄生組分和輻射EMI

EMI問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機制。干擾源是指dv/dt和/或di/dt較高的噪聲發生器，受干擾者指易受影響的電路（或EMI測量設備）。耦合機制可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場（E場）耦合、磁場（H場）耦合或兩者的組合-稱為遠場EM輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩壓器的EMI性能起到決定性作用，影響顯著。

功率級寄生電感

功率MOSFET的開關行為以及波形振鈴和EMI造成的后果均與功率回路和柵極驅動電路的部分電感相關。圖2綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩壓器的EMI性能。

圖2：降壓功率級和柵極驅動器的剖析原理圖（包含感性和容性寄生元素）

有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和PCB走線的等效串聯電感（ESL））和功率MOSFET的封裝電感之和。按照預期，LLOOP與輸入電容MOSFET回路（圖1中的紅色陰影區域）的幾何形狀布局密切相關。

與此同時，柵極回路的自感LG由MOSFET封裝和PCB走線共同產生。從圖2中可以看出，高側MOSFETQ1的共源電感同時存在于電源和柵極回路中。Q1的共源電感產生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制MOSFET柵源電壓的上升和下降時間，因此降低功率回路中的di/dt。然而，這樣通常會增加開關損耗，因此并非理想方法。

功率級寄生電容

公式1為影響EMI和開關行為的功率MOSFET輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關系表達式（以圖2中的終端電容符號表示）。在MOSFET開關轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

公式2的近似關系表達式表明，COSS與電壓之間存在高度非線性的相關性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷QOSS，其中COSS-TR是與時間相關的有效輸出電容，與部分新款功率FET器件的數據表中定義的內容一致。

圖2中的另一個關鍵參數是體二極管DB2的反向恢復電荷（QRR），該電荷導致Q1導通期間出現顯著的電流尖峰。QRR取決于許多參數，包括恢復前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFETQOSS和體二極管MOSFETQOSS會為分析和測量過程帶來諸多難題。在Q1導通期間，為Q2的COSS2充電的前沿電流尖峰和為QRR2供電以恢復體二極管DB2前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。

EMI頻率范圍和耦合模式

表1列出了三個粗略定義的頻率范圍，開關模式電源轉換器在這三種頻率范圍內激勵和傳播EMI[5]。在功率MOSFET開關期間，當換向電流的轉換率超過5A/ns時，2nH寄生電感會導致10V的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關邊沿（可能存在與體二極管反向恢復和MOSFETCOSS充電相關的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產生負面影響嚴重的H場耦合，導致傳導和輻射EMI增加。

表1：開關轉換器噪聲源和常規EMI頻率分類

噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導的噪聲、來自功率回路和電感的H場耦合以及來自開關節點銅表面的E場耦合。

轉換器開關波形分析建模

如第2部分所述，開關節點電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中CM噪聲和E場耦合的主要來源。在EMI分析中，設計者最關注電源轉換器噪聲發射的諧波含量上限或頻譜包絡，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關波形分析模型，我們可以輕松確定時域波形參數對頻譜結果的影響。

為了解與開關節點電壓相關的諧波頻譜包絡，圖3給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降時間（t和tF）以及脈寬（t1）來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點與下降沿中點的間距。

傅立葉分析結果表明，諧波幅值包絡為雙sinc函數，轉角頻率為f1和f2，具體取決于時域波形的脈寬和上升/下降時間。對于降壓開關單元的各個輸入電流波形，可以應用類似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應的頻率分量可以表示開關電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復產生）。

圖3：開關節點電壓梯形波形及其頻譜包絡（受脈寬和上升/下降時間影響）

一般來說，電感LLOOP會增加MOSFET漏源峰值電壓尖峰，并且還會加劇開關節點的電壓振鈴，影響50MHz至200MHz范圍內的寬帶EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長度和閉合區域顯得至關重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環形天線結構發出的磁耦合輻射能量，從而實現磁場自消除。

穩壓器輸入端基于回路電感比率發生傳導噪聲耦合，而輸入電容ESL決定濾波要求。減小LLOOP會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率（SRF）較高，傳導至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應具有較低的有效并聯電容（EPC），以便在從開關節點到VOUT的網絡中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進行濾波。

等效諧振電路

根據圖4所示的同步降壓穩壓器時域開關節點的電壓波形可知，MOSFET開關期間傳輸的寄生能量會激發RLC諧振。右側的簡化等效電路用于分析Q1導通和關斷時的開關行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關節點電壓明顯超出VIN，而下降沿的開關節點電壓明顯低于接地端（GND）。

振蕩幅值取決于部分電感在回路內的分布，回路的有效交流電阻會抑制隨后產生的振鈴。這不僅為MOSFET和柵極驅動器提供電壓應力，還會影響寬帶輻射EMI的中心頻率。

圖4：MOSFET導通和關斷開關轉換期間的同步降壓開關節點電壓波形及等效RLC電路

根據圖4中的上升沿電壓過沖計算可得，振鈴周期為6.25ns，對應的諧振頻率為160MHz。此外，將一個近場H探頭直接放在開關回路區域上方也可以識別該頻率分量。利用計算型EM場仿真工具，可以推導出與高頻諧振和輻射發射相關的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期TRing1并從MOSFET數據表中獲取輸入電壓工作點的COSS2后利用公式4計算總回路電感。

其中兩個重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子a。主要設計目標是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲的無功能量總值，減少諧振開關節點電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升RLOOP的有效值。

總結

盡管氮化鎵（GaN）功率級同步降壓轉換器通常在低于3MHz的頻率下切換開關狀態，但產生的寬帶噪聲和EMI往往高達1GHz甚至更高。EMI主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。實際上，器件開關波形的高頻頻譜成分是獲取EMI產生電位指示的另一種途徑，它能夠指明EMI與開關損耗達到良好權衡的結果。

首先從原理圖中確定關鍵的轉換器開關回路，然后在PCB轉換器布局設計過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關的H場耦合，降低傳導和輻射EMI。

在這篇系列文章的后續章節中，我將通過多種DC/DC轉換器電路重點介紹改善EMI性能矢量的系統級和集成電路（IC）的特定功能。緩解傳導EMI的措施通常也可以改善輻射EMI，這兩方面經常相互促進的。